1.输出级的设计理念
　　
　　以6C19最大板耗11W为基准。在6C19特性曲线族上作多条负载线。发现当板极电压为200V，板流为60mA.负载阻抗为2kΩ时，非线性失真可低于3％，输出功率为3W以上。当欲提高输出功率。采用200V以上的板极电压时，6C19的板耗低于7W。

　　因此，当采用250V供电时，板流必须低于30mA。工作点电流的减小，线性区随之压缩。非线性失真的增大限制了额定输出功率。6C19作为功放输出级，其极限参数和基本特性见表（表中并列出2A3的特性，以资参考、比较）。

　　*注：当板压大于200V小于350V时规定板耗≤7W。

　　下图是按上述原则设计的6C19单端A类放大器，输出级采用自给栅负压，当板极供电为2190V时，阴极自给偏压约为+48V，所以6C19板极有效电压Ua=200V-48V≈150V，静态　　板流约60mA。按此状态计算。最佳负载阻抗为2000Ω，当输入信号为45Vp-p时输出3W的有效功率，非线性失真度为3％。此A类状态的静态板耗Pd=150V×0.06A=9W，低于6C19在200V板压下最大板耗11W的规定。

　　6C19组成3W的A类输出级，特性完全可以和2A3媲美。关键在于工作状态的合理选择，6C19的内阻低于2A3，但跨导高于2A3，使其放大系数比2A3稍低。此点似乎意味着6C19更难驱动。为此，本机工作点设定于低板压状态，栅负压也仅-48V。

　　以A类工作原则，驱动信号不超出栅负压，故在输入信号45Vp-p时可输出3W的功率。6C19的特点是高板压时板耗小于7W，因此选择大于200V以上的板压得到更大输m功率的企图。对6C19的A类状态是不现实也是不可能的。

　　2.整机电路特点
　　
　　欲发挥低μ、低Ri输出管的优势，整机设计有以下几个重点：

　　（1）负反馈的选择
　　
　　所有低μ输出管如2A3、300B等均有驱动灵敏度低的特点。因此电路设计中加入大环路负反馈是不妥当的。输出级的驱动信号大于45Vp-p，对一般电压放大器而言已属上限。当采用大环路负反馈以后。输出级驱动电压还要提高。使电压放大器失真更加严重。为此，本机中6C19输出级不加任何负反馈，以严格选取工作点的措施确保A类的线性。为使整机非线性失真降低，前级电压放大的非线性失真成为主要矛盾。本机中选择12AU7作两级RC耦合电压放大器。两级电压放大器的开环电压增益分别为12.6倍和14.5倍，总增益实为182.7倍。对目前以光盘为音源的功放后级而言。一般选择输入灵敏度为200mVp-p～1Vp-p，按6C19驱动电压45Vp-p计算，整机增益远超过实际需要。因此可在两级电压放大器中加入-10dB左有的负反馈。在降低过高增益的同时同比改善放大器的特性。局部负反馈目的在于降低电压放大器的非线性失真。而不涉及输出级的任何参数。此举对2A3一类低μ输出管是极有利的方案。

　　在12AU7两级电压放大器中采用以下两种负反馈电路。

　　第一级前置放大。阴极680Ω电阻不加旁路电容，构成本级电流负反馈，其反馈分压比（又称负反馈系数）β1=Rk1/Ra1=0.68kΩ/47kΩ=0.0145。故负反馈衰减量（也即负反馈量）K=1/（1+αβ），其中α为本级开环增益12.6倍，将β1代入则得到K1=1/1.18，只有在此电流负反馈作用下，前置级闭环增益降低为原值12.6倍的1/1.18，为10.7倍左右。此衰减量K1=1/1.18=0.85（约合-1.5dB）。

　　当增益降低的同时前置级非线性失真也同比降低。

　　前置级-1.5dB的电流负反馈量太小。只是为了加入两级之间的并联电压负反馈。从第二级驱动输出端。将输出电压由Rnf和Rk1分压加在输入端，构成第二路负反馈。其负反馈分压取样比β2=Rk1/Rnf=680Ω/68000Ω≈0.01，两级局部环路负反馈量K1、2=1/（1+A1、A2×β2）。其中A1为前置级电流负反馈后增益10.7倍，A2为14.5倍，因此当β2=0.01时，负反馈量K1、2=0.39，稍低于-8dB。反馈后，两级电压放大增益、非线性失真都降低为原值的39％。两级电压增益为60.45倍，放大器额定输出3W时输入灵敏度为45Vp-p/60=750mV.以有效值计为530mVrms，符合后级功放的要求。若欲提高输入灵敏度可适当增大Rnf的值。

（2）整机频响的扩展
　　
　　单端A类输出级。即使名机频响下限也大多以40Hz为限，其原因是单端A类输出变压器初级有较大的恒定电流，为了避免磁饱和。铁芯必须留较大的空气隙。使铁芯有效导磁率降低。因而初级电感量受限。三级放大器中任何一级的低端截止频率大于10Hz，使总频率特性达到20Hz以下都是不可能的。南计算可以得出，当输出级的低端截止频率为10Hz时，输出变压器初级电感量形成分路感抗必须在最佳负载阻抗的5倍以上，否则初级感抗的分流将使低音频率输出大幅降低。本机负载阻抗为2kΩ，欲使初级在10Hz时的感抗大于10kΩ，则电感量应符合下式：

　　2πfL=10kΩ，则f=10Hz时L=159H（亨利）。

　　在A类放大中，变压器初级有60mA左右直流电流，为了避免恒定磁场使铁芯磁饱和。需将铁芯单向插片。留有0.2mm左有的空气隙，要达到初级电感160H，必须增多初级匝数，铁芯窗口难以容纳。而且匝数过多初级绕组分布电容增大。影响高端截止频率。因此一般A类单端输出变压器初级电感量大多在40H～80H之间，使输出级低端转折频率即使采用80H初级电感最，其20Hz时感抗ZL=10kΩ。当输出级最佳负载阻抗为2kΩ时分流比低到1/5，仅可确保20Hz时输出功率无明显下跌。若电感量低至40H，则使其感抗在20Hz时为5kΩ左右，当放大器最佳负载为5kΩ时，输出功率将下降-3dB（功率比，相当于衰减量为50%）。由此关系可以得出。放大器的负载阻抗越高。为保持足够下限频率。输出变压器的初级电感需越大。

　　本机中负载阻抗仅2kΩ，设计输出带宽为20Hz～20kHz<1dB，为了使输出变压器在20Hz时输出衰减量低于50%，要求输出变压器初级电感量不小于50H，即感抗达到最佳负载阻抗3倍。在此原则下电压放大器的两级RC耦合电路，低端转折频率各为0.7Hz和4.8Hz，足以保证20Hz低频的平衡传输。需注意的是，三级放大器耦合电路转折频率切忌重叠。拉开适当距离。实现参差补偿。可防止频响曲线过大的起伏。

3.电源的特殊设计
　　
　　胆机的供电。目前的趋势是半导体整流使用越来越广泛。自从马兰士-9、麦景图MC-275、SL-3、OTL-1等名机首开先河采用半导体整流、稳压供电以来，日本的业余胆机DIY者采用也日益增多。虽然胆管整流有其优势，但说与胆味有必然联系也不尽然。半导体整流耐冲击电流、电压较高。对电源噪声隔离效果差的弱点也完全可以在电路设计中加以克服。

　　本机供电输出级只需200V，鉴于6C19板耗所限。A类状态切勿超出+10%，否则形成静态板耗超限。为了保证200V不超限，且有良好的滤波效果，300V整流输出由BU806组成降压、电子滤波电路，将分压器、滤波器设在其基极。由于BU806为达林顿功率管，β可达750～1000，即使同时向左右两声道放大器供电。输出级电流也仅2×60mA，对ICm=6A的BU806而言，压降100V/120mA，功耗仅12W，利用机器铝底板散热也可满足。
 

　　前级放大器需输出45Vp-p的驱动电压。如果采用200V供电是难以实现的，由12AU7特性可知，当板极供电为200V，输出35Vp-p信号时，本级非线性失真已达13％，而采用300V板极供电，当输出信号为45Vp-p时，非线性失真不超过5.5％。故前级采用300V供电是必要的。南于两级电压放大器总电流不超过10mA，故可采用阻值稍大的退耦电阻，在47μF大电容的配合下达到要求的纹波率。

　　4.DIY应注意之处
　　
　　首先是输出变压器的自制。原则上和2A3的A类放大器相同，其初级匝数可减少为2800匝，以配合本机2000Ω的初级阻抗。采用20mm×25mm的铁芯截面。保证初级电感不低于50H。

　　整机三级放大器均采用低、中μ三极管，为保证频响上限的改善。调整中可在三管阴极电阻上（除大容量电解电容以外）并联接入0.1～0.22μF/60V的薄膜电容器。

　　如欲提高输出功率到5W以上，可采用2只6C19并联运用。

　　只将820Ω阴极自给偏压电阻改为400Ω，输出变压器初级阻抗改为1000Ω。方法是：按初、次级匝数比1kΩ/8Ω的方根值11.2，改变绕组数据。本例为初级绕2000匝，8Ω绕180N，4Ω绕130匝。初级线径选用φO.25mm左右，次级不变。

　　三级放大器开环增益较高。由于相移的增大易产生反馈而振荡。手工搭焊时应采取各级放大器的一点接地。最后以接地母线（不低于φ1mm裸铜线），将三级接地点相连到电源负极。所谓每级放大器一点接地。是指在同一级放大器不能将接地点随意焊在接地母线上。必须接于同一点。否则静态输出噪声会增大。下图中已对各级一点接地画出示意接法。